MOSFETによるパルス駆動回路の設計 • Yufunagi's blog

はじめに

本記事では、センサー基板向けに設計した LED パルス駆動回路についてまとめる。スイッチング素子として MOSFET を使い、ゲート抵抗 Rg とゲート-ソース間抵抗 Rgs をどう決めたかを中心に書く。

あわせて、パルス駆動でつまずきやすい「LED の順方向電流」の考え方も触れる。平均電流・ピーク電流・ジュール熱の三つをどう整理するか、データシートの読み方とあわせて書く。

基板は JLCPCB にスポンサー提供いただき発注した。設計の途中経過と、実装で踏んだ地雷も含めて記録しておく。

概要

スポンサー: JLCPCB
基板の製造・発注に JLCPCB を利用した。ありがとうございます。
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背景:
所属する団体の教育キットからの卒業の一歩として、壁センサー用の基板を作り直した。従来キットでは LED を常時点灯させていたが、今回はパルス駆動に切り替え、消費電力と外来光の影響を抑えたい。
設計のポイント:
- MOSFET による LED のオン/オフ制御
- パルス幅・デューティ比を踏まえた LED 電流の決定（ジュール熱）
- ゲート抵抗 Rg、ゲート-ソース間抵抗 Rgs の概算
- データシート値を起点にし、最終的には実測で詰める方針

パルス駆動にした理由

壁センサーは赤外線 LED とフォトトランジスタの組み合わせが一般的だ。LED を常時点灯させると、電流が常に流れ続けるうえ、周囲の照明や反射の影響も受けやすい。

そこで MCU のタイマー出力で短いパルスを出し、LED を間欠点灯させる構成にした。受光側はサンプリングのタイミングを LED 点灯に合わせれば、パルス中だけ壁からの反射を見られる。

制御方式としては、MCU ピンをそのまま LED に直結するのではなく、MOSFET でスイッチングする。理由は次のとおり。

GPIO から流せる電流に余裕がない（特にピーク電流を確保しにくい）
必要なら LED 電源とロジック電源を分離しやすい（今回はいずれも $3.3 V$ 系で共通）
ゲート抵抗を入れて波形を整えられる

回路構成

基本形は次のとおり。記号は回路図上の名前に合わせている。

Vcc (LED 電源)
  |
 [LED]
  |
 [Rled]  … 限流抵抗
  |
  +--- Drain
  |
 [Q1: Nch MOSFET]
  |
 Source --- GND

MCU GPIO --- [Rg] --- Gate
                |
               [Rgs]
                |
               Source (GND)

Q1: N チャンネル MOSFET。ソースを GND、ドレイン側に LED と限流抵抗を直列接続
Rg: ゲート直列抵抗。充放電電流のピーク抑制とリンギング低減
Rgs: ゲート-ソース間プルダウン。MCU が Low 出力またはハイインピーダンスのとき、確実にオフにする

MCU ピンは $3.3 V$ ロジック、LED 電源も同系統（ $3.3 V$ ）を想定している。別電圧にする場合は、レベルシフトや MOSFET の $V_{GS}$ 余裕を改めて確認する必要がある。

LED 電流の決め方（デューティ比とジュール熱）

パルス駆動の設計で最初に詰まったのが、LED の順方向電流 $I_{F}$ の決め方だった。

データシートに書いてあること

赤外 LED のデータシートには、だいたい次のような項目が並ぶ。

連続（DC）時の $I_{F}$ （ $I_{D C}$ ）
パルス駆動時の平均順方向電流 $I_{F A V}$ （デューティ・パルス幅の条件付き）
パルス駆動時のピーク $I_{F}$ （ $t_{p}$ などの条件付き。以下 $I_{F p k}$ と表記）

設計では、これらを同じ条件で次の三つに分けて確認するのが安全だ。

平均電流： $I_{p e ak} \cdot D \leq I_{F A V}$
ピーク電流： $I_{p e ak} \leq I_{F p k}$ （データシートのピーク順方向電流。 $t_{p}$ 条件があれば一致させる）
発熱の目安（DC 定格からの保守則）： $I_{p e ak}^{2} \cdot D \leq I_{D C}^{2}$

(1) の $I_{p e ak} = I_{F A V} / D$ は、平均制約としては正しい式だ。ただし (1) だけ満たしても、(2)(3) を外れることがある。逆に (3) だけ見て (1) の条件（ $t_{p}$ , $D$ ）を無視しても、データシートの前提から外れる。

よくある誤解

$I_{F A V}$ をピーク電流だと思い込む（実際は平均の上限）
DC 定格 $I_{D C}$ を、そのままパルス中のピークに使う
「平均を $I_{D C}$ に合わせる」ために $I_{p e ak} = I_{D C} / D$ とする（後述のとおり発熱は増える）
$I_{F A V}$ の条件（ $D$ , $t_{p}$ ）と、自分の駆動条件が違うのに、そのまま $I_{F A V} / D$ を使う

なぜ $I_{p e ak} = I_{D C} / D$ は危ないか

LED の発熱（ジャンクション付近）は、ざっくり言うと電流の二乗に比例する。抵抗 $R_{S}$ を一定とみなすと、ジュール損失は $I^{2} R_{S}$ だ。

DC 連続： $P \propto I_{D C}^{2}$
デューティ $D$ 、ピーク $I_{p e ak}$ の矩形波： $P \propto I_{p e ak}^{2} \cdot D$

「平均電流を $I_{D C}$ に合わせる」ために $I_{p e ak} = I_{D C} / D$ とすると、 $I_{p e ak}^{2} \cdot D = (I_{D C} / D)^{2} \cdot D = I_{D C}^{2} / D$ となり、 $D$ が小さいほど発熱は 増える。デューティを下げたのにピークを上げすぎる、という典型パターンだ。

DC 定格からの保守則

パルス条件付きの $I_{F A V}$ がデータシートに無い、または自分の $D$ ・ $t_{p}$ と条件が一致しないときの目安として、 $I_{p e ak}^{2} \cdot D \leq I_{D C}^{2}$ 、すなわち $I_{p e ak} \leq I_{D C} / D$ を使った。これは DC 連続時と同程度の $I^{2} D$ 発熱に抑える近似であり、メーカーが $I_{F A V}$ を別条件で示している場合は、そちらを優先する。

今回の数値例

使用 LED（赤外）のデータシート抜粋：

DC 連続 $I_{D C} = 50 mA$
$I_{F A V} = 100 mA$ （ $D = 50%$ 、 $t_{p} = 10 μ s$ の条件）
$I_{F p k} = 300 mA$ （ $t_{p} = 10 μ s$ の条件）

今回の駆動条件は $t_{p} = 10 μ s$ 、周期 $T = 100 μ s$ → $D = 0.1$ で、 $I_{F A V}$ の記載条件（ $D = 50%$ ）とはデューティが異なる。そのため $I_{F A V} / D$ はそのまま使わず、次のように整理した。

発熱の保守目安： $I_{p e ak} \leq I_{D C} / D = 50 mA / 0.1 \approx 158 mA$
ピーク絶対値： $I_{p e ak} \leq I_{F p k} = 300 mA$ （ $t_{p}$ は一致）

$I_{p e ak} = I_{D C} / D = 500 mA$ のように「DC 定格を平均に合わせてパルス化」すると、(3) の発熱目安（約 $158 mA$ ）を大きく超える。平均電流だけ見ると $50 mA$ に収まるが、 $I^{2} D$ 相当の発熱は DC 連続の 10 倍になる。

最終的に $I_{p e ak} = 150 mA$ を設計値とした。保守則と $I_{F p k}$ の両方に余裕を持たせた値だ。

MOSFET の選定

LED 側のスイッチに N チャンネル MOSFET を使った。

型番: RU1L002SN（ROHM）
特性: N チャンネル、 $2.5 V$ 駆動タイプ
パッケージ: UMT3F / SC-85 / SOT-323FL
データシート: RU1L002SN データシート

選定理由は次のとおり。

$V_{GS}$ として $2.5 V$ 程度で十分オンになり、 $3.3 V$ GPIO から直接駆動できる
ドレイン電流の余裕があり、今回の $I_{p e ak} \approx 150 mA$ を問題なく流せる
小型パッケージで、センサー基板の実装スペースに収まる

$R_{D S (o n)}$ によるドロップは限流抵抗に比べれば小さいが、ゼロではない。データシートでは $V_{GS} = 2.5 V$ 駆動時の $R_{D S (o n)}$ は数 $Ω$ 程度なので、 $I_{p e ak} = 150 mA$ なら $V_{D S (o n)} \approx I \cdot R_{D S (o n)}$ として $0.3 V$ 前後を見込む。

限流抵抗 `Rled` の算出

LED 順方向電圧を $V_{F} \approx 1.2 V$ 、MOSFET オン時の $V_{D S (o n)} \approx I_{p e ak} \cdot R_{D S (o n)} \approx 0.45 V$ （ $R_{D S (o n)} \approx 3 Ω$ と見積もる）とする。電源 $V_{C C} = 3.3 V$ 、目標ピーク電流 $I_{p e ak} = 150 mA$ として、

$R_{l e d} \approx (V_{C C} - V_{F} - V_{D S (o n)}) / I_{p e ak} = (3.3 - 1.2 - 0.45) /0.15 \approx 11 Ω$

E24 系列から $R_{l e d} = 11 Ω$ を選んだ。 $V_{F}$ や $R_{D S (o n)}$ は実際の偏りがあるので、実装後はオシロスコープで LED 両端電圧を測り、ピーク電流が意図どおりか確認する前提だ。

ゲート抵抗とゲート-ソース間抵抗

Rg と Rgs は、MOSFET のゲート波形を安定させるための部品だ。ここではデータシートの $C_{i ss}$ を使った概算で初期値を決め、実測で微調整する方針とした。

ゲート抵抗 `Rg`（Ciss による RC 近似）

Rg を入れる主な目的は次の二つ。

MCU 出力ピンからのゲート充放電ピーク電流を抑える（ $I_{g} \approx V_{GP I O} / (R_{d r v} + R_{g})$ ）
配線インダクタンス等との共振（リンギング）を抑え、ゲート波形をなめらかにする

データシートより、入力容量の目安として $C_{i ss} = 15 pF$ を使う。 $C_{i ss}$ は $V_{D S}$ や動作点で変わるため、あくまで初期値の計算に留める。

まず GPIO 保護の観点から、 $R_{d r v} + R_{g}$ で充電電流を抑える。MCU 出力の等価抵抗を $R_{d r v} \approx 50 Ω$ 、GPIO の出力電流上限を $4 mA$ 程度とすると、 $R_{d r v} + R_{g} ≳ 825 Ω$ （ $3.3 V /4 mA$ ）が目安になる。リンギング抑制も考え、 $R_{g} = 3.3 k Ω$ を採用した（ $I_{g} \approx 1 mA$ 程度）。

参考として、ゲートを容量 $C_{i ss}$ とみなした一次近似の立ち上がり時間は $t_{g a t e} \approx 2.2 \cdot (R_{d r v} + R_{g}) \cdot C_{i ss}$ 。 $R_{g} = 3.3 k Ω$ なら $t_{g a t e} \approx 111 ns$ となり、MCU の出力立ち上がり（メインクロック $20 MHz$ 、 $2 cycles$ → 約 $100 ns$ ）と同程度だった。GPIO 立ち上がりに合わせる必要があるわけではないが、極端に速いスイッチングを避けられるかどうかの参考にした。

ゲート-ソース間抵抗 `Rgs`（オフ時の放電）

Rgs は、MCU が Low 出力またはハイインピーダンスのときに $V_{GS}$ を確実に 0 V 側へ戻すためのプルダウンだ。

MCU が Low を能動駆動している間は、放電経路は主に $R_{d r v} + R_{g}$ 側になり、オフは速い。問題になるのは High-Z 時で、そのときの時定数は概算で $τ \approx R_{g s} \cdot C_{i ss}$ 。 $R_{g s} = 100 k Ω$ なら $τ \approx 100 k Ω \cdot 15 pF = 1.5 μ s$ 。

High-Z 時の $V_{GS}$ 減衰を $V_{GS} (t) = V_{h} exp (- t / τ)$ と近似し、 $V_{h} \approx 3.0 V$ から $V_{GS} = 0.5 V$ まで落とす時間は $t \approx τ \cdot ln (3.0/0.5) \approx 2.7 μ s$ 。

LED パルス間隔（オフ時間）は $90 μ s$ 程度あるので、 $R_{g s} = 100 k Ω$ で十分だった。パルス間隔が数 $μ s$ しかない場合は、Rgs を下げて放電を速める（例： $47 k Ω$ なら $τ \approx 0.7 μ s$ ）。

まとめ（抵抗値）

部品	採用値	役割
`Rg`	$3.3 k Ω$	ゲート充放電の整形、ピーク電流抑制
`Rgs`	$100 k Ω$	オフ時の $V_{GS}$ 放電
`Rled`	$11 Ω$	LED ピーク電流の制限

$C_{i ss}$ は電圧や条件で変わる。最終的には $V_{GS}$ （必要なら $V_{D S}$ も）をオシロで見て、狙いの波形になるよう抵抗値を調整する。

実装と検証

組み立て

JLCPCB から基板が届き、手実装で部品を載せた。LED・MOSFET・フォトトランジスタまわりは 0603 サイズ中心で、はんだ付け自体は大きな問題にはならなかった。

動かなかった

通電してパルスを出したが、LED が期待どおり光らない。GPIO の波形は出ているのに、ドレイン側の電圧がおかしい。

原因

調べたところ、MOSFET のフットプリントとシンボルのピン対応を取り違えていた。SOT-323 は端子が並んでいるだけで、データシートの pin 配置と KiCad（Fusion）のシンボル定義が一致しているかを、設計時に十分確認していなかった。

ゲートとドレインが入れ替わった状態で実装されていたため、MOSFET が意図どおりスイッチとして動かなかった。回路計算自体より、こういう「地味なミス」のほうが時間を食う。

対処と確認手順

データシートの pin 配置図と、CAD 上のシンボル・フットプリントを 1 ピンずつ 照合した
3D ビューでトランジスタの向きを目視確認した
修正版のネットリストを書き出し、再発注前に ERC/DRC を通した

抵抗値やパルス幅の話は設計段階でかなり調べたが、今回の失敗の直接原因は計算ではなく配線図の pin 番号だった。次からは、スイッチ素子（MOSFET、トランジスタ、レギュレータ）は発注前チェックリストに「pin 1 の向き」を必ず入れる。

まとめ

LED パルス駆動回路を MOSFET で組み、ゲート周りの抵抗値を $C_{i ss}$ から概算した。LED 電流は、平均・ピーク・ $I^{2} D$ 発熱の三つをデータシートの条件と照らし合わせて決める必要があることも整理した。

実装では pin 対応ミスで一度つまずいたが、計算の筋道と実装の確認項目は別物だと改めて痛感した。回路を書くときは、数式を立てる時間と同じくらい、パッケージの pin 配置を疑う時間も取ったほうがよい。

基板の再発注後、pin 修正版で LED パルスが意図どおり出ることを確認できた。センサー側の感度調整は別途続いているが、スイッチング部分の設計メモとしては、以上が今回のまとめになる。